ぽんず製造所

あけましておめでとうございます。

2ヶ月ほど前，初めて自作PCを組んでみました。



スペック
CPU：Ryzen 9 3900X
RAM：DDR4-3200MHz 32GB(16GB×2枚) CMK32GX4M2D3200C16
MB：ASRock X570 Pro4
GPU：RX570 8GB MSI Radeon RX570 8GT OCV1

よくEMLのスイッチにはサイリスタが使われます。サイリスタは扱える電力が大きいため好都合なのです。
しかし，サイリスタは臨界オン電流上昇率di/dtという「ターンオン時に1秒間にどれだけ電流を上昇させてよいか」という定格があります。シリコンダイ的にはゲート端子の近いところから徐々にオンしていくため，いきなり大電流を突っ込むことができない感じみたいです。
EML類ではdi/dtが激しい使い方となってしまうので，定格を超えそうでちょっと不安です。
三菱電機，SEMIKRON，Infineonのサイリスタのアプリケーションノートを読んでみたところ，di/dt耐量を上げるにはしっかりと駆動(ゲートドライブ)することが重要なようで，そうしないとデータシート上のスペックが出せないこともあるようです。
そういうわけで，今回はサイリスタをしっかり駆動するゲートドライバを試作して実験してみました。

しっかり駆動するって具体的に何やねんって話ですが，例によって全部アプリケーションノートに書いてありました。
まとめると

• ゲート電流をめっちゃ流す(ピークはゲートトリガ電流IGTの8～10倍くらい)
• ゲート電流の電流上昇率(dig/dt)を高くする(1A/us以上推奨らしい)

ということみたいです。
適当にゲートトリガ電流IGT程度流すだけでは全然足りないってわけです。
また，下の画像みたいなゲート電流波形が好ましいらしいです。最初はガツンと流すけど，しばらく時間が立ったらゲート損失を抑えるために電流を控えめにしてる感じっぽい。


この波形を出すためには色々な回路が考えられますが，アプリケーションノートにパルストランスを使った回路が書いてありましたので，それを参考に試作してみました。


回路図
点線で囲われてる部分が基板に実装している部分です。


この回路はトランスでゲートドライバ側とサイリスタ側が別れているところがポイント高いです。
回路の動作自体は単純でQをONするとトランスに電圧がかかり，二次側にパルスが伝送されるという感じですね。

パルストランスですが，パルスがちゃんと伝送できるようにET積を考える必要があります(当たり前)。
今回，パルス幅は300us，二次電圧は定常時で大体3V(流れる電流によって変わる)になるので，1：1で巻いた場合では900Vusくらい必要になります。しかもピーク電流が流れているときはもっと電圧が生じるので2000Vus(てきとう)くらい必要になるかもしれません。
あと，ゲート電流上昇率を高めるために，漏れインダクタンスも最小限に抑える必要があると思います(今回の場合だと1uHもあると厳しそう，実際作ったものは0.6uHでした)。
線間容量もなるべく小さい方がいいです。

今回作成したパルストランスのコアはそのへんに落ちてた適当なものを使いました。よくわからんコアなので，適当に巻いてみては動作確認するというクッソ面倒くさい作業をしてました。最終的には写真にあるようにコア4段重ねとなってしまいました。
できるだけ小型のトランスにしたかったので，ET積はケチって1000Vusくらいです。巻数比が1：2になっているのも，1：2にすれば一次電圧が低くなってET積を確保できるんじゃないかっていう発想です。
サイズ，コア，巻数，巻数比，ET積，巻線抵抗，線間容量，漏れインダクタンス...などなど，考えなければならず面倒でした...。

R1，R2はゲート抵抗の役割をしていて，C1がピークゲート電流の維持する時間(？)を決めるものです。点弧開始直後はC1が充電されていないため，電流はC1の方を通り，ゲート抵抗はR1の分となります。次第にC1が充電されていくとR2の方にも電流が流れ，最終的にはR2に流れるようになり，R1+R2がゲート抵抗としてみえます。
よって，ピークゲート電流値はR1，定常電流値はR2，ピーク電流がどれだけ続くかはC1で決定することとなります。
今回，ピーク2.5A，定常400mAくらいにしたかったので，巻数比が1:2ということを考えると一次側にはピーク5A/定常800mA流れることになります。電源電圧12V，トランスに掛かる電圧がピーク2.5V，定常1V，一次巻線抵抗が0.6Ω，MOSFETは理想スイッチとして計算すると，
R1 = (12 - 2.5)/5 - 0.6 = 1.3Ω
R2 = (12 - 1)/0.8 - R1 - 0.6 = 11.9Ω
といった具合に求まります。
.............が，実際のところは実験しながらいい感じの値を見つけ出し，最終的に回路図に書いてある定数となりました。というのも，サイリスタのVGKは種類や条件によって変わってしまうからです。C1の容量もセラコンの容量変化やらであんま当てにならなかったので実測で決めました。

ちなみに，R1，R2，C1は二次側にあってもよいのですが，一次側にあることでトランス掛かる電圧が低く抑えられ，ET積の小さい小型のトランスでも長時間のパルス出力が可能となります。また，ET積を超過してインダクタンスが爆下がりしても，R1，R2によって電流が制限されるので安心ってわけです。

回路図のDGS，RGP，CGP，DGPはノイズの抑制や誤点弧防止用の素子です。
その他工夫としては，ゲート電流上昇率を高めるために，全体的に配線インダクタンスを抑えるようにするようにしています。


実測波形です。とりあえずサイリスタは無負荷で駆動してみました。


動いたはいいんですが，それで実際どれくらい耐量が改善されてるのかはよくわかりません...。
まぁ，メーカーが推奨してるからきっと良いんでしょうし，壊れにくくなるし性能も引き出せるし精神衛生的にもいいので(？)今後も積極的にこの方法を使っていきたいと思います。

前回の記事でレールガンシミュレータを作ってみました．これにいろいろな値入れて遊んでいると，既存のレールガンを少し改造すると少し効率が上がるという計算結果が出ました．正しいかもわからない計算結果を信じながら，実際にレールガンの改造して試射してみました．

結論から言うと，改造前に比べて確かに効率は良かったが，それが本当に良くなっているのかよくわからない，という結果でした．
というのも
・改造前の実験データが5発分しかなく，今回の実験も3発しか行ってないので，サンプルが少なすぎて比較がしにくい
・効率向上はわずかで，改造によるものか，他の影響によるものかわからない
・配線の端子の錆びを掃除した影響で効率が上がった可能性
・アーマチャの形状・接触などが偶然良かった可能性
・その他諸々コンディションが良かっただけの可能性
・そもそもシミュレーション上でも効率向上はほんの少しなので偶然と見分けがつかない
などの理由が挙げられ，正直よくわからんのです．

ちなみにその時撃ったマトの写真
アルミ板(1mm)にアーマチャがめり込んで取れなくなって草
表


裏


ベニヤ板にも撃ってみたところ，普通に貫通


今回はレールガン本体のみを改造した結果であり，他にも少し改良できるところがあるみたいなので，早く試したいところです．
具体的な数値やレールガン本体の写真はまた今度で．


あと，家のテレビがぶっ壊れたんで一部の部品を拝借．
電源基板


バックライト点灯用インバータ

今までお疲れさまでした，まぁ部品取りにされた部品にはまだ頑張ってもらうけどな．


あとちゃんとした圧着工具を購入．


JIS規格品ではない安ものですが趣味で使うには申し分なさそうです．早く買っておけばよかったですねー
圧着工具といいLCRメータといい早く買っておけばよかった案件が多すぎて，メキメキ音を立ててQOLが上がってるのを感じる．


今月はこんな感じでした．課題・レポートに追われて工作の進捗はあまり生むことはできませんでした．

今までいくつもレールガンを作ってきたわけですが，いずれも勘と経験による設計で，どうすれば良くなるとかいう根拠はほとんどありませんでした．
勘に頼るのはそろそろ限界，というかやめたくなってきたし，どんな事が起こっているのかを知りたくなったので，理論の方から攻めていくことにしました．

まずは紙とペンで，レール内の磁束がどうとか，電流値がどうとか，理論を立てながら計算していきます　恥ずかしいのでモザイクで


一応それっぽいのを出すことができましたが，最終的な速度を求めたりするとわけわからん微分方程式になっちゃうので，そのまま解くことは難しいです．非線形要素もあるしきついです．
そこで，これらをシミュレータに落とし込んで計算していきます．数値計算ならパソコンで解けます．

そのまえに，シミュレータなんて作ったことないし，練習ということで，簡単なLCR直列回路のシミュレータを作ってみました．Excelで作ってます．


適当に思いついた方法ですがそれっぽい波形を出すことができました．後で教えてもらったのですがこの方法はオイラー法というらしいです．
オイラー法は欠点が多いらしいですが，それ意外の方法が理解できなかったのでとりあえずはこのまますすめます．

同じようにしてレールガンシミュレータも組んでみました．


同時に，実測波形・速度も取ってきました．電流波形はロゴスキーコイルを作って取りました．
黄色(ch1)がコンデンサ電圧波形，青(ch4)がロゴスキーコイルの波形です．ロゴスキーコイルは微分値が出てくるので，積分してやると本来の電流波形(紫の波形)になります．


シミュレーション波形と実測波形を見比べて，ズレの原因を考えます．
ちょっとずれてるよねー


その後も，実測値との差を確認→原因を考える→紙とペンで計算→シミュレータに落とし込み→...の流れを繰り返して精度を高めていきます．

レール内の磁束分布も知りたくなったので出してみたり


でも上の画像は計算ミス　多分こっちが正解


上のは二次元的なデータだったけど，更に細かく知りたくなって三次元にしてみたり


上のと同じデータだけど3D表示して遊んだり

ぽんず@pons658

適当なフリーソフトにエクセルで作った値入れただけだけど&vquot;やってる感&vquot;あって面白いやん https://t.co/aECNNsV3Zi

2020/07/28 01:16:35

そんな感じで改良を重ねていくうちに，今度は現実世界のパラメータを正確に入力する必要が出てきてしまって，LCRメータを買っちゃいました．


アーマチャの位置によってインダクタンスが変わる様子．

ぽんず@pons658

LCRメータ楽しい！！！ https://t.co/Ri0FyjCu58

2020/07/25 10:28:30

最終的に，実測値とほぼ同じような波形・初速・効率が得られるようになりました(ホントは実測に合うようにパラメータを設定した感のほうが強い)．


が，まだまだガバいところがあるし，忘れている要素もありそうだし，そもそも実測値も正しいのか微妙です．
とは言え，ある程度の傾向は見れるので使い物にならないことはなさそうだし，なにより作る過程で得たものが大きかったです．

今まで、バッテリーなどの低電圧からEML用の高圧コンデンサを充電する際には、主に昇圧チョッパを使っていました。
ヒステリシス電流制御を開発によって高出力も出せて使い勝手も良かったのですが、昇圧チョッパの原理的に、スイッチング素子には大電流を流す・出力電圧がそのまま掛かるため、大きな負担がかかっていました。
高耐圧の素子は一般的にオン抵抗(MOSFETの場合)が大きく、そこに大電流を流すとなれば、大きな損失が発生します。損失は熱になるので大きなヒートシンクが必要になります。小型化・高出力化が求められるEMLでは熱の問題はより厳しいものとなっていました。
高耐圧でも低オン抵抗な素子もあるにはあるのですが、値段がお高い&ドライブが大変なので実用的ではありません。
EMLでは12V→400Vなどといった高昇圧比ですが、正直こんな昇圧比かなりきついものがあります。

そこで今回試作したのがオートトランス式昇圧コンバータです。


ググっても、使用例が少ないのか、ググり方が悪いのか、あまり情報が出てこなくて(あるにはある)正式名称もよくわかりませんでした(アナデバ曰く"タップ付きインダクタ昇圧コンバータ"だそうです)。
昇圧チョッパの派生のような回路で、インダクタにオートトランス(単巻変圧器)を用いています。フライバックコンバータの非絶縁な形とも見れると思います。トランスとして使ってる感じではないのでこの呼び方は微妙かもしれないです。

動作原理としてはほとんど昇圧チョッパと似たような形になります。




記事書いてたら眠くなってしまったのでまた後で追記します。